集成化双积分式A/D转换器的优化设计

目前，为组成各类数字式仪表及低速数据采集系统，正大批量生产CMOS单片集成字位到字位的双积分式A/D转换器。它们的性能/价格比高，外接元器件数量少，使用十分方便，深受广大用户欢迎。目前市场上流行的主要产品有以下几种：

（1）ICL7106/7107/7126（美国Intersil公司产品） 这是一族字位单片CMOS集成双积分式A/D转换器，其输出方式为静态七段码，可直接驱动液晶显示器或LED数码管，适用于组成各类单板式数字仪表和袖珍式数字仪表。它能自动进行极性转换，只要求单参考电压源，满量程输入为-200～0～+200mV。芯片内部采取了自动校零措施，可保证长期零点稳定。相同产品有TSC7106/7107/7126（美国Teledyne公司产品）。

（2）MC14433（美国Motorola公司产品） 这也是一种字位单片CMOS集成双积分式A/D转换器。输出方式为BCD码动态扫描输出，它既可用于组成数字仪表，也可方便地与微机系统接口，芯片内部采取了模拟与数字自动校零技术，可保证长期零点稳定。它同样能自动进行极性转换，只要求单参考电压源。满量程可设计成-200～0～+200mV或-2～0～+2V，相同产品有5G14433（中国上海无线电五厂产品）。

（3）ICL7109（美国Intersil公司产品） 基本电路与性能类同于ICL7106系列。它的输出数据改为12位二进制码加符号位和过量程标志位，且具有三态输出特性，可很方便地与微机系统接口。内部设有参考电压源，提供稳定的2.8V电压（可通过外接电位器来调整到要求值）。最高转换速率为30次/s。

（4）ICL7135（美国Intersil公司产品） 它是一种字位BCD码动态扫描输出的单片集成双积分式A/D转换器。满量程输入为-2V～0V～+2V，可自动进行极性转换，只要求单参考电压源，可自动校零。同类产品有5G7135（中国上海无线电五厂产品）。

（5）AD7550/7552/7555（美国AnalogDevices公司产品） 以四斜积分式（双积分原理的改进）工作原理为基础。其中AD7550以13位2补码方式输出，AD7552以12位二进制码加符号位方式输出。这两种型号适用于与计算机系统接口。

下面以ICL7135型（字位）和MC14433型（字位）两种最常用的CMOS单片集成双积分式A/D转换器为例，较深入地讨论其内部电路结构特点、自动校零技术和典型外部接法。

1.ICL7135型双积分式A/D转换器

（1）ICL7135内部电路组成结构 ICL7135双积分式A/D转换器是在单极性参考电压（V_R=+1V）供给之下，对双极性输入的模拟电压进行A/D转换，并输出自动极性判别信号。它采用了自动校零技术，可保证零点在常温下的长期稳定性。零点漂移的温度系数＜2μV/℃。模拟输入可以是差动信号，输入电阻极高，输入端零点漏电流＜10pA。这些技术条件的建立就决定了它的电路设计上必须作出改进与发展。

ICL7135的模拟部分电路如图8-19所示。图中，参考电压存储电容C_R、积分电阻R_INT、积分电容C_INT以及校零电容C_AZ是外接元件。单极性的参考电压需外加，一般情况下V_R=1V。电源电压为±5V。

在逻辑电路控制下，由12个模拟开关的导通或截止状态的组合，把一次转换周期分成4个阶段：自校零阶段（AZ）、对被测电压积分采样阶段（INT）、对参考电路回积阶段（DE）、积分器回零阶段（ZI）。

图8-19 ICL7135模拟部分电路

图8-20 自校零阶段等效电路

1）自校零阶段。S_AZ和S_Σ导通，其余开关断开，此时模拟部分的等效电路如图8-20所示。图中，ΔV₁、ΔV₂、ΔV₃分别代表3个运放A₁、A₂和A₃的失调与漂移的综合偏差。在这里C_AZ和C_INT储存了失调误差的补偿电压：

V_CAZ=ΔV₂-ΔV₁

V_CINT=-ΔV₃+V_CAZ=ΔV₂-ΔV₁-ΔV₃

这两个电压将在后面的工作阶段中起抵消运放失调误差的作用。自动校零的实质就是这种补偿作用。

校零阶段的另一任务是在C_R上储存参考电压V_R，以备后面的回积阶段使用。外部提供的参考电压虽然是单极性的，但是储存到C_R上之后，靠着图8-19中4个桥形接法换向模拟开关的控制，可以得到两种极性的参考电压。在回积阶段中，要求C_R上所储存的电压尽量不变，这就要求C_R（一般为1μF）应当选用高质量的电容，同时也要求内部缓冲放大器有极高的输入电阻，使因漏电而造成的电压衰减尽可能少。

2）对输入模拟电压积分的采样阶段。S_INT导通，其余开关断开，此时模拟部分的等效电路如图8-21所示。该电路的特点是，接受浮空的差动输入模拟电压，并具有极高的共模抑制能力。若输入模拟电压V_i（-）电位可以随意，则把Vi_（-）与AGND相接也是可以的。

图8-21 采样阶段等效电路

外接积分电阻R_INT和积分电容C_INT的数值受本电路的参数所限制。计算原则如下：

①根据片内积分运算放大器的输出电流在（5～40）μA范围中有较好的线性度，选取I_o=20μA。考虑到输入电压的满量程为±2V，则得R_INT=2V/20μA=100kΩ。

②由ICL7135的定时逻辑确定采样阶段下为10000个cp周期。根据我国的市电频率为50Hz，若取T₁=80ms，则f_cp=125kHz。考虑到积分放大器的最大输出幅值限制，取V_INTmax=3.5V。按照

即可得出

即C_INT=0.457μF，一般选取C_INT=0.47μF。

采样阶段中，如果认为运算放大器A₁、A₂和A₃的失调与漂移综合偏差电压ΔV′₁、ΔV′₂和ΔV′₃与自校零阶段的ΔV₁、ΔV₂和ΔV₃分别相等。根据相应回路的电压平衡方程（见图8-21），寄存在C_AZ和C_INT中的电压V_CAZ以及V_CINT可以完全补偿掉ΔV′₁、ΔV′₂和ΔV′₃的影响，好像并不存在ΔV′₁、ΔV′₂和ΔV′₃一样。

3）对参考电压积分的回积阶段。SΣ和S_DE（+）或S_DE（-）导通，其余断开，此时的等效电路基本上与图8-21相同，唯一的区别是该电路的输入信号换成了C_R上的存储电压V_R，而且与积分放大器同相端相通的一端改接AGND。ICL7135的逻辑系统利用采样阶段结束时比较器的电平状态与输入模拟信号极性相关的关系去识别极性。进入回积阶段时，极性触发器建立的状态去控制换向开关S_DE（+）或者S_DE（-）的导通，就可以提供±V_R，满足回积的要求。

回积阶段中，原储存在C_AZ和C_INT中的V_CAZ和V_CINT对A₁、A₂及A₃的失调影响的补偿作用，与采样阶段完全类似。

回积阶段的计数器读数就是转换结果，它决定于

式（8-10）表明，该A/D转换器也适用于作V_i/V_R比值测量。如果V_R由外界稳压电路提供，V_R=1V，则当输入V_i=1V时，显示1.0000；当V_i=1.9999V时，显示1.9999。

4）积分器回零阶段。S_Σ与S_ZI导通，其余开关断开，此时等效电路如图8-22所示。这个大闭环回路是个深度负反馈回路，它使积分电容C_INT迅速放电复零。其实，在正常工作状态下，即使不设置此阶段也没有关系。因为回积结束时，积分器输出已回到了零点。但是，当输入过量程时，逻辑控制系统会迫使回积阶段在计数器计满20001个时钟脉冲时刻结束。当然，此时积分器输出可能远偏离于零点。

图8-22 积分器回零阶段等效电路

逻辑控制系统对积分器回零（ZI）阶段作如下处理：在量程范围内正常测量时，ZI只持续100～300个T_cp，ZI结束之后，立即输入自校零（AZ）阶段。AZ阶段长短不定，与回积阶段（DE阶段）的长度有关。不过，DE+ZI+AZ=30002×T_cp，这是不变的。超量程工作时，ZI自动延长到6200个T_cp，以此保证积分器复零。由图8-22可知，回零过程是积分器对比较器输出电压+V₃或-V₃的积分过程。延长了ZI阶段，就自动缩短了AZ阶段。将AZ缩短到3800个T_cp。这样，ZI+AZ等于10001个T_cp，使整个转换周期仍然保持40002个T_cp不变。

ICL7135的数字部分电路如图8-23所示。就它的逻辑功能来说，与前面所讨论过的双积分式A/D转换逻辑控制系统相对照，并没有很大的区别。其中主要的职能包括：判别回积阶段比较器跳变的过零检测；自动极性判别；各模拟开关的定时逻辑控制；锁存信号形成等。为了减少引出线数量，ICL7135采用动态字位扫描BCD码输出的方式，也就是说，万、千、百、十、个各字位的BCD码轮流地在B₈、B₄、B₂、B₁端出现，并在D₅～D₁各端同步出现字位选通脉冲，这就要求电路中增设一组数字多路选通开关电路，让各对应字位的锁存器输出数据分时选通B₈、B₄、B₂、B₁各端，并将五路分配器的输出作为字位同步信号D₅～D₁。每个字位占200个T_cp周期。所以，数据刷新速率为。另外，电路还设置了一些起辅助逻辑功能的电路，如过量程与欠量程判别电路、串行字位同步脉冲形成电路、启/停控制电路等，使A/D转换器能满足更实用的要求，简化外部电路的设计。

（2）ICL7135的外部接法 ICL7135单片集成A/D转换器采用28脚双列直插式封装，它的引出脚排列如图8-24所示。所用的引出端代号仍按原产品所示的说明。ICL7135的电源采用双电源+5V、-5V（极限值+6V、-6V），分别由11脚和1脚引入。电源的公共端接至DGND（24脚）。让所有的模拟信号地与AGND（3脚）相连接，最后用一根连线与DGND相接。采用模拟地与数字地分开，并以一点相通，可避免由于连接线的寄生耦合作用而引起误差或者跳字。参考电压V_R正端从2脚引入，负端接AGND。参考电压储存电容C_R一般选取1μF，接在7、8两端。差动输入模拟信号从9、10两脚引入。如果允许模拟信号源的公共端与A/D转换器电源公共端相通，则此端可与AGND相接。积分电阻R_INT、积分电容C_INT以及校零电压存储电容C_AZ的接法应满足图8-19的电路组成要求。系统所需要的

图8-23 ICL7135的数字部分电路

图8-24 ICL7135的引脚排列

时钟信号从22脚输入，如果确定采样阶段T₁=80ms，则f_cp=125kHz，以满足对50Hz工频干扰信号有较大的抑制能力的要求（注意：美国市电频率是60Hz，为保证T₁=83.33ms，可选f_cp=120kHz）。

B₈、B₄、B₂、B₁是BCD码输出端。D₅、D₄、D₃、D₂、D1是字位扫描同步信号输出端，其输出波形如图8-25所示。两者配合起来，就可以组成多种形式的数据输出电路，以供显示或计算机系统采集数据之用。

图8-25 字位选通信号与ST信号

数据输出电路的接法可以有多种形式。这里仅以一种字位单量程数字电压表（单板表）电路为例说明它的组成法，其电路如图8-26所示。ICL7135的B₈、B₄、B₂、B₁各端送出的BCD码，经过7447BCD码/七段码译码器，转换成控制共阳极LED数码管发光的信号。这5个数码管的各对应笔段（发光二极管的阴极）均并联相接，也就是说，一组BCD码输出，这5个数码管都有可能显示对应的数字。但是，究竟显示的是哪个字位，还决定于VT₅～VT₁中哪一个开关管导通，形成电流的通路。由于VT₅～VT₁受D₅～D₁各端控制，所以字位扫描信号就决定了数码管由高位到低位的分时扫描显示。ICL7135发送数据B₈、B₄、B₂、B1和字位控制是同步的，不会发生错乱，因为扫描的速度很快，在f_cp=125kHz的情况下，刷新速率达125Hz，所以人的视觉上不会感到显示的数在闪烁。为了节省数码管数量，“万”字位宜采用“+|”符号管，这样既可显示极性，又可显示“|”。但是，当“万”位数字对应0时，这种数字管就无法显示“0”了，必须改成不显示数字，只显示极性。因此，每当扫描到“万”字位时，应使74LS47只准0001输入时输出对应的七段码，而遇到0000码输入时，使数码管不发光。74LS47逻辑设计上已考虑到此功能要求，它设有RBI端。当RBI端输入0电平时，它只能输出除0以外的数字所对应的七段码，实现了“1”可显示、“0”不发光的要求；当RBI端输入1电平时，则包括“0”在内的任何数字都可显示。因此，电路中利用D₅端信号经倒相后再去控制74LS47的RBI端，就可满足上述对“万”字位的控制要求，ICL7135的极性号POL（23脚）输出：1电平表示被测模拟信号为+，0电平表示被测模拟信号为-。它的输出控制着开关管VT6的通、断，从而使极性号的“|”段发光（显示“+”）或者不发光（显示“—”，因为“—”段常亮）。

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图8-26 字位单量程数字电压表的主要组成电路

除了以上这些主要的输入、输出端外，ICL7135还设置了过量程信号输出端OR（27脚）和欠量程信号输出端UR（28脚）。有这两个信号的输出可更方便地组成自动量程控制电路，使数字电压表的自动化程度更高。当量程合适时，即显示数在20000与1800之间，OR端和UR端均输出不变化的0电平。当输入模拟量超过或者低于合适量程时，即≥20000或者＜1800时，OR端或者UR端就会出现图8-27a或b所示的波形。在过量程情况下，还同时发生显示数自动闪光报警。BUSY端（21脚）输出与INT+DE两阶段等时宽的正脉冲信号，它不仅表示转换系统正处于工作阶段，而且还可把它看做以脉冲宽度表示的转换结果，便于远距离传送。R/H端（25脚）为自动转换/停顿控制，悬空状态电路自行产生1电平，按自动转换方式工作。R/H端外接0电平时，在本次转换完成后系统即转入停顿状态，显示值保持不变，直至R/H端恢复1电平。剩下的一个输出端是ST（26脚），它是字位扫描同步信号的串行脉冲输出端，亦称选通信号。在一次转换周期中，它只包含5个负脉冲，位置如图8-25所示，此信号主要用于微机系统接口。如果系统中不需使用OR、UR、BUSY、以及ST信号，这些端均可悬空不接。

ICL7135与微机系统的接口也比较方便，图8-28为较常用的一种接法。这里用ST的5个负脉冲作为8031的中断信号来采集各位BCD码数据和OR、UR、POL信号。为了节省I/O口线的开销，使用74LS157四位二选一选通器，进行分时选通控制。使“万”位数及OR、UR、POL位号与其他数位的BCD码共用P1.3～P1.0四条口线，5次中断采集各位数据后，得到一次测量结果。ICL7135也可以通过其他并行接口芯片（如8155、8255等）与微机系统沟通，这里就不一一列举了。

图8-27 ICL7135的欠量程与过量程信号

图8-28 ICL7135与8031单片机系统的连接电路

2.MC14433型双积分式A/D转换器

MC14433是另一种常用的CMOS单片集成双积分式A/D转换器。它的输入电压范围为±1.999V或±199.9mV，转换结果以字位BCD码扫描输出。要求正的单参考电压（与量程相对应2V或200mV）。转换精度为±0.05±1字，最高转换速率为25次/s。采用双电源供电，电压范围为±4.5～±8.0V，在±5V供电下功耗仅8.0mW。它是一种性能/价格比较高的A/D转换器，较适用于低速数据采集系统或智能仪器中。

MC14433组成中的模拟部分电路如图8-29所示。在时序逻辑电路控制下，10余个模拟开关协调工作，构成了6个阶段轮流工作。如果使用示波器，在⑥端上可观察到如图8-30所示的电压波形。这6个阶段的作用分别对应：1—模拟校零；2—数字校零（检测与存储比较器失调电压对应的数字）；3—模拟校零；4—对输入信号采样积分；5—数字校零（补偿比较器失调电压）；6—对参考电压回积。图8-29中各模拟开关S_x-y的下标x表示在X阶段中，此开关处于导通状态，其他开关断开；y是序号。采样阶段和回积阶段的作用原理与本节一开始所讨论过的双积分式A/D转换原理基本类似。由于是单极性的参考电压供电，MC14433内部依靠模拟开关的控制，对应不同输入电压极性下，将积分器的输入电路接成两种不同的输入方式，如图8-31a、b所示。回积阶段只有一种等效电路，仍如图8-31b所示，唯一的区别是将V_R代替采样时的-V_i。图8-31和图8-17也基本相同，区别仅仅是A₁的输入端串入一个自校零记忆电容C_o，它在模拟校零阶段（1和3）所储存的电压V_z=V_os1-V_os2，在采样阶段和回积阶段中均起到了补偿A₁和A₂的失调电压的作用，实现了所谓模拟自校零的功能，模拟校零阶段的等效电路如图8-32a所示。在此阶段中，C_o两端电压储存到V_z=V_os1-V_os2，模拟校零在此仅对A₁和A₂失调或漂移起补偿作用，对A₃无作用；A₃的失调与漂移通过数字校零技术来克服。MC14433对A₃的设计中，故意安排了一个较大的负失调电压V_os3。（实际上是把鉴别点向负域方向移动一下）。在数字校零阶段上，电路要换成图8-32b所示（实际上与回积阶段电路一样）。在积分器A₂的输出电压由0V积分到-V_os3期间，计数器计数（＜800T_cp）。并将代表V_os3大小的此数存储起来。在数字校零的第5阶段中，计数器从代表-V_os3的初值（V_os3的补码）开始进行计数。计数器计到0时，是真正的回积阶段6的开始，从0开始的计数是回积阶段的计数。当A₃发生状态翻转（对应积分器输出为-V_os3）时，计数器停止计数，所累计的数即为A/D转换的结果。MC14433设计成回积阶段定长时间（4000T_cp）。因此，积分器的输出电压波形还可能出现一段延伸到负域的直线。其实，对应A₃翻转以后的这一段波形对A/D的转换功能是不起作用的。

图8-29 MC14433的模拟部分电路

MC14433的主要外接元器件及参数选择如下；

1）参考电压V_R应根据输入电压范围来选择，可用如下公式计算：

式中，N₂为输出BCD码数据（显示数）。例如，若输入电压为1.999V，要求显示“1999”，则V_R=2V；若输入电压为199.9mV，显示值对应“199.9”，则V_R=200mV。

图8-30 MC14433的6个工作阶段波形

图8-31 MC14433在采样与回积阶段时的等效电路

图8-32 MC14433模拟校零与数字校零两阶段的等效电路

2）时钟频率f_ck和R_ck的确定。为抑制50Hz工频干扰，根据式（8-8）得出，时钟频率宜选用：

式中，m为1，2，3，…整数。

通常在选择时钟频率时，还同时考虑到数据的刷新速率的要求。数据刷新速率DUR由下式决定：

在选定f_ck之后，一般可先由查表方法粗选后，再用实测方法来确定R_ck（振荡器的定时电阻）。查表法粗选R_ck的图表如图8-33所示。

3）积分电容C₁和积分电阻R₁的选定。积分电容C₁通常可选定为0.1μF。如果采样阶段时间超过100ms，可适当增加C₁的容量，如取用0.22μF或0.47μF。在选定C₁之后，R₁应根据积分放大器在最大输入电压之下、采样阶段末不发生饱和的原则来选定，具体的计算公式为

ΔV=V_DD-V_imax-0.5V （8-15）

式中，T₁是采样阶段时间；ΔV表达式中V_DD减去0.5V是为了保证线性工作区的安全条件。

图8-33 典型的时钟频率f_ck与电阻R_ck的关系

MC14433的输出方式与ICL7135有些类似，它也是采用BCD码逐位扫描输出，并同时输出字位同步信号，只是字位数少了1位。它的数字逻辑电路原理图和引脚排列如图8-34所示。MC14433在输出“千”位数时，还利用空位线，同时发出极性和量程状态信息。表8-4给出了“千”字位输出真值表。当要求MC14433不停地输出转换数据时，要求将转换完成的EOC输出信号返回给DU端，让DU端信号控制转换结果并送入输出锁存器，刷新输出数据。需要注意的是，MC14433的输出数据线和位扫描线无三态特性，因此与微机系统相接口时要通过I/O口线，不能直接连接到数据总线上去。

图8-35是一种采用MC14433的多通道数据采集系统的接口电路原理图。MC14433的输出（包括BCD码数据和位扫描信号）经8255的PB口输入，传送给微机系统，转换结束信号EOC可以发送给8255的PC.0，以查询方式来决定是否接收数据。也可以将EOC信号改变为中断请求信号送至中断入口，以中断方式采集数据。若同步要求更低时，则可不必使用EOC信号，只要顺序读取PB.4、PB.5、PB.6、PB.7的高电平获取相应字位的数码或信息即可。

图8-34 MC14433数字逻辑电路原理图和引脚排列

表8-4 “千”字位输出真值表

图8-35所示的系统可实现8个通道的模拟量采集，8255的PC.5、PC.6、PC.7送出通道码，控制CD4051多路模拟开关选通某一通道。

MC14433的位扫描信号DS₁（最高字位）、DS₂、DS₃、DS₄（最低字位）是逐位顺次地发出的，扫描重复周期为80个T_ck。每位信号的高电平持续时间为18T_ck，波形如图8-36所示。

用MC14433组成目视仪表时，最高字位的信息可作如下处理，如图8-37所示。以Q₃控制“|”笔段，当DS₁=1时，VT₃管导通。若Q₃为0，则点亮a和b段，显示“1”，若Q₃为1，使VT2关断，则a和b段暗，显示“0”。依此类推，用Q2控制“-”负号的亮或暗（暗示正号）。至于“百”、“十”、“个”位数的显示电路，与ICL7135组成的电路类似，可采用BCD码/七段码转换器MC14511或7447以及字位控制开关组成，此处不再重复。

图8-35 用MC14433组成的多通道数据采集系统的接口电路原理图

图8-36 字位选通信号的时序波形图

图8-37 “千”位数与极性符号控制电路